OFDM

OFDM

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)即正交頻分復用技術,實際上OFDM是MCM(Multi Carrier Modulation),多載波調製的一種。

OFDM主要思想是:將信道分成若幹正交子信道,將高速資料信號轉換成並行的低速子資料流,調製到在每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端採用相關技術來分開,這樣可以減少子信道之間的相互幹擾(ISI) 。每個子信道上的信號頻寬小于信道的相關頻寬,因此每個子信道上可以看成平坦性衰落,從而可以消除碼間串擾,而且由于每個子信道的頻寬僅僅是原信道頻寬的一小部分,信道均衡變得相對容易。

  • 中文名稱
    OFDM
  • 外文名稱
    Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • 地    位
    HPA聯盟工業規範的基礎
  • 實    質
    載波調製的一種。
  • 簡    稱
    OFDM

概述及發展史

OFDMOFDM

被稱之為“第四代移動通信技術”,其核心技術為OFDM。正交頻分復用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)是一種無線環境下的高速傳輸技術。主要是在頻域內將所給信道分成許多正交子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調製,且各個子載波並行傳輸。OFDM特別適合于存在多徑傳播和多普勒頻移的無線移動信道中傳輸高速資料。能有效對抗多徑效應,消除ISI,對抗頻率選擇性衰落,信道利用率高。OFDM可視為一種調變技術及一種多任務技術,為多載波(Multicar-rier)的傳送方式。 OFDM由多載波調製(MCM)發展而來。美國軍方早在上世紀

OFDMOFDM

的50-60年代就建立了世界上第一個MCM系統,在1970年衍生出採用大規模子載波和頻率重疊技術的OFDM系統。但在以後相當長的一段時間,OFDM邁向實踐的腳步放緩。由于OFDM的各個子載波之間相互正交,採用FFT實現這種調製,但在實際套用中,即時傅立葉變換設備的復雜度、發射機和接收機振蕩器的穩定性以及射頻功率放大器的線性要求等因素製約了OFDM技術的實現。經過大量研究,

在20世紀80年代,MCM獲得了突破性進展,大規模積體電路促進了FFT技術的實現,OFDM逐步進入高速Modem和數位移動通信的領域。在有線信道的研究中,Hirosaki于1981年用DFT完成的OFDM調整技術,試驗成功了16QAM多路並行傳送19.2kbit/s的電話線MODEM.

90年代,OFDM開始被歐洲和澳大利亞廣泛用于廣播信道的寬頻資料通信,OFDM的套用又涉及到了利用移動調頻和單邊帶(SSB)信道進行高速資料通信、陸地移動通信,數位音頻廣播(DAB)、高清晰度數位電視(HDTV)和無線區域網路(WLAN)。隨著DSP晶片技術的發展,格柵編碼技術、軟判決技術、信道自適應技術等成熟技術的套用,OFMD技術的實現和完善指日可待。

由于技術的可實現性,在二十世紀90年代,OFDM廣泛用幹各種數位傳輸和通信中,如移動無線FM信道,高比特率數位使用者線系統(HDSL),不對稱數位使用者線系統(ADSL),甚高比特率數位使用者線系統HDSI〕,數位音頻廣播(DAB)系統,數位影片廣播(DVB)和HDTV地面傳播系統。1999年,IEEE802.lla通過了一個SGHz的無線區域網路標準,其中OFDM調製技術被採用為物理層標準,使得傳輸速率可以達54MbPs。這樣,可提供25MbPs的無線ATM接口和10MbPs的乙太網無線幀結構接口,並支持語音、資料、圖像業務。這樣的速率完全能滿足室內、室外的各種套用場合。歐洲電信組織(ETsl)的寬頻射頻接入網的區域網路標準HiperiLAN2也把OFDM定為它的調製標準技術。

2001年,IEEE802.16通過了無線區域網路標準,該標準根據使用頻段的不同,具體可分為視距和非視距兩種。其中,使用2一11GHz許可和免許可頻段,由于在該頻段波長較長,適合非視距傳播,此時系統會存在較強的多徑效應,而在免許可頻段還存在幹擾問題,所以系統採用了抵抗多徑效應、頻率選擇性衰落或窄帶幹擾上有明顯優勢的OFDM調製,多址方式為OFDMA。而後,IEEE802.16的標準每年都在發展,2006年2月,IEEE802.16e(移動寬頻無線城域網接入空中接口標準)形成了最終的出版物。當然,採用的調製方式仍然是OFDM。

2004年11月,根據眾多移動通信運營商、製造商和研究機構的要求,3GPP通過被稱為LongTermEvolution(LTE)即“3G長期演進”的立項工作。項目以製定3G演進型系統技術規範作為目標。3GPP經過激烈的討論和艱苦的融合,終于在2005年12月選定了LTE的基本傳輸技術,即下行OFDM,上行SC(單載波關FDMA。OFDM由于技術的成熟性,被選用為下行標準很快就達成了共識。而上行技術的選擇上,由于OFDM的高峰均比(PAPR)使得一些設備商認為會增加終端的功放成本和功率消耗,限製終端的使用時間,一些則認為可以通過濾波,削峰等方法限製峰均比。不過,經過討論後,最後上行還是採用了SC一FDMA方式。擁有我國自主智慧產權的3G標準一一TD-SCDMA在LTE演進計畫中也提出了TD一CDM一OFDM的方案B3G/4G是ITU提出的目標,並希望在2010年予以實現。B3G/4G的目標是在高速移動環境下支持高達100Mb/S的下行資料傳輸速率,在室內和靜止環境下支持高達IGb/S的下行資料傳輸速率。而OFDM技術也將扮演重要的角色。

原理基本模型

OFDMOFDM

正交頻分復用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplex)是一種多載波調製方式,通過減小和消除碼間串擾的影響來克服信道的頻率選擇性衰落。它的基本原理是將信號分割為N個子信號,然後用N個子信號分別調製N個相互正交的子載波。由于子載波的頻譜相互重疊,因而可以得到較高的頻譜效率。近幾年OFDM在無線通信領域得到了廣泛的套用。

圖是OFDM基帶信號處理原理圖。其中,(a)是發射機工作原理,(b)是接收機工作原理。

當調製信號通過無線信道到達接收端時,由于信道多徑效應帶來的碼間串擾的作用,子載波之間不再保持良好的正交狀態,因而傳送前需要在碼元間插入保護間隔。如果保護間隔大于最大時延擴展,則所有時延小于保護間隔的多徑信號將不會延伸到下一個碼元期間,從而有效地消除了碼間串擾。當採用單載波調製時,為減小ISI的影響,需要採用多級均衡器,這會遇到收斂和復雜性高等問題。

在發射端,首先對比特流進行QAMQPSK調製,然後依次經過串並變換和IFFT變換,再將並行資料轉化為串列資料,加上保護間隔(又稱“迴圈首碼”),形成OFDM碼元。在組幀時,須加入同步序列和信道估計序列,以便接收端進行突發檢測、同步和信道估計,最後輸出正交的基帶信號。

當接收機檢測到信號到達時,首先進行同步和信道估計。當完成時間同步、小數倍頻偏估計和糾正後,經過FFT變換,進行整數倍頻偏估計和糾正,此時得到的資料是QAM或QPSK的已調資料。對該資料進行相應的解調,就可得到比特流。

OFDMOFDM

FDM/FDMA(頻分復用/多址)技術其實是傳統的技術,將較寬的頻帶分成若幹較窄的子帶(子載波)進行並行傳送是最樸素的實現寬頻傳輸的方法。但是為了避免各子載波之間的幹擾,不得不在相鄰的子載波之間保留較大的間隔(如圖(a)所示),這大大降低了頻譜效率。因此,頻譜效率更高的TDM/TDMA(時分復用/多址)和CDM/CDMA技術成為了無線通信的核心傳輸技術。但近幾年,由于數位調製技術FFT(快速傅麗葉變換)的發展,使FDM技術有了革命性的變化。FFT允許將FDM的各個子載波重疊排列,同時保持子載波之間的正交性(以避免子載波之間幹擾)。如圖(b)所示,部分重疊的子載波排列可以大大提高頻譜效率,因為相同的頻寬內可以容納更多的子載波。

系統設計

1. 參數的設計

一個好的系統設計必須可以避免ISI和ICI,或者至少將他們抑製到可接受的程度。也就是說,要選擇一個足夠的CP以防止由頻率選擇性衰落而引起的ISI和ICI,同時要選擇適當的OFDM符號長度,使信道沖激回響(CIR)至少在一個OFDM符號期間是不變的。

由于OFDM系統對頻偏和相位噪聲敏感,因此OFDM子載波寬度必須仔細選定,既不能太大也不能太小。因為OFDM符號周期和子載波頻寬成反比,所以在一定的CP長度下,子載波寬度越小,則符號周期越大,頻譜效率也越高(因為每個OFDM符號前都要插入一個CP,CP是系統開銷,不傳輸有效資料)。但如果子載波寬度過小,則對頻偏過于敏感,難以支持高速移動的終端

CP長度的選擇與無線信道的時延擴展和小區的半徑大小息息相關,時延擴展和小區半徑越大,需要的CP也越長。另外,在宏分集(Macrodiversity)廣播系統中,由于終端收到各基站同時發出的信號,為了避免由于傳輸延遲差造成的幹擾,需要額外加長CP。

最佳化設計對OFDM系統來說是非常重要的,實際系統需要處理各種不同的環境(信道參數很不同)。一個解決問題的辦法是根據最差的情況(宏小區高速移動使用者)最佳化參數,另一個可選的方法是根據各種不同的環境(室內、室外、宏小區、微小區、微微小區等)最佳化參數,但這就需要設計高度靈活的收發信機。

2. 信道估計和導頻設計

OFDM系統的信道估計,從某種意義上講,比單載波復雜。需要考慮在獲得較高性能的同時盡可能減小開銷。因此導頻插入的方式(時分復用還是頻分復用)及導頻的密度都需要認真考慮。

(1)導頻插入方式

OFDMOFDM

方式(a):TDM插入方式。導頻在所有子載波上傳送,時域的最小單元是一個包含導頻信息的OFDM符號,系統每隔若幹個資料符號傳送一個導頻符號。這種插入方式適用于時域變化小的信道,如室內環境。 方式(b):FDM插入方式。導頻信息在時域上持續傳送,在頻域上隻佔用少數特定的預留子載波,每隔若幹子載波傳送一個導頻子載波。這種插入方式對移動性的支持較好,但需要在頻域上進行內插(interpolation)。

方式(c):離散(Scattered)插入方式。這種插入方式是FDM和TDM方式的結合。在頻域上,每隔若幹子載波插入一個導頻子載波。在時域上,每隔若幹個符號插入一個導頻符號。這種插入方式可以充分利用頻域和時域上的相關性,用盡可能小的導頻開銷,支持高精度的信道估計,但這種方法需要同時在頻域和時域上做內插。

不同的導頻插入方式適用于不同的用途(如同步、相位噪聲補償、信道估計等),例如,採用專用的導頻子載波(即FDM插入方式)適合用于相位補償和載頻的微調;採用專用的導頻符號(即TDM插入方式)適合用于信道估計和時域/頻域的粗同步; 而離散的導頻插入可同時用于信道估計和載頻偏移的微調,從而有效地減少導頻的開銷。具體採用哪種插入方式,還要根據系統的實際需求選擇。

3. 鏈路自適應

由于可以在頻域劃分空口資源,AMC(自適應調製和編碼)和功率控製技術在OFDM系統中更容易使用。系統可以對某個子載波或子載波組獨立做AMC和功控,不同的子載波(組)可以採用不同的調製編碼速率和發射功率,大大增加AMC和功控的彈性。

另外可以根據信道的頻率回響進行頻域調度,選用信道質量較高的子載波(組)進行傳輸。鏈路自適應如果設計的好,可以最大限度地實現OFDM系統的容量。

4. 控製信息的分布

OFDMOFDM

如何在時域和頻域插入控製信道,還是比較自由的。圖給出了一種控製信道插入方式。由于控製信息通常以最低的調製階數進行調製,因此控製信息還可以作為額外的導頻符號來提高信道估計的性能,並降低導頻的開銷。尤其是對高階調製的資料的解調可以起到較大的輔助作用。不過這樣一來,控製信息的位置必須與導頻位置相對應,如果採用分散的導頻插入方式,控製信道也應採用分散的插入方式。另外,這種方法要求先解調/解碼控製信道,再開始資料的解調,因此增加了額外的處理時延。

5. 上行同步

在上行OFDM系統中,由于要保持各使用者之間的正交性,需要使多個使用者的信號在基站“同步接收”,即各使用者的信號需要同時到達基站,誤差在CP之內。由于各使用者距基站的距離不同,需要對各終端的發射時鍾進行調整,距離較遠的終端較早傳送,距離較近的終端較晚傳送,這種操作稱為“上行同步”或“時鍾控製”(Timing Control)。

6. 多小區多址和幹擾抑製

OFDM系統雖然保證了小區內使用者間的正交性,但無法實現自然的小區間多址(CDMA則很容易實現)。如果不採取任何額外設計,系統將面臨嚴重的小區間幹擾(某些寬頻無線接入系統就因缺乏這方面的考慮而可能為多小區組網帶來困難)。可能的解決方案包括:跳頻OFDMA、加擾、小區間頻域協調、幹擾消除等。

硬體結構

OFDM調製解調與常規調製解調相比,所需的運算量大,尤其是當系統選用的子載波個數多時,僅在發射端的IFFT變換和接收端的FFT變換所需的時間就很長。通常使用FPGA和高速的DSP解決該問題。由于在接收端還要完成信號突發檢測、同步和頻偏校正等數位信號處理,所以接收端對即時性要求更高。在該系統中,使用FPGA完成信號的突發檢測和定時,DSP完成FFT/IFFT變換和QAM/QPSK調製解調。

OFDMOFDM

本系統主要由4部分組成:DSP、FPGA、正交數位上變頻器(QuadratureDigitalUpconverter)、正交數位下變頻器(Quadrature Digital Downconverter)。系統硬體結構如圖2所示。圖中,D表示資料匯流排,A表示地址匯流排,C表示控製匯流排, L表示鏈路口資料線, 字母後面的數位表示匯流排的位數。50 MHz晶振為兩片DSP及FPGA提供時鍾信號,32.768 MHz高穩定度晶振為AD9857和AD6654提供高質量的時鍾信號。復位晶片MAX6708控製DSP、FPGA、AD9857、AD6654和ST16C550的復位。

DSP完成QAM或QPSK的調製解調和FFT/IFFT變換。系統所使用的DSP是ADI公司的TigersharcTS101。該DSP具有以下特徵:最高工作頻率為300 MHz,3.3 ns指令周期;6 MB片內SRAM;2個計算模組,每個模組都有1個ALU、1個乘法器、1個移位暫存器和1個暫存器組;2個整型ALU,用來提供定址和指針操作;14個DMA控製器;1149.1 IEEE JTAG口。對于OFDM基帶處理,該DSP最大的特點是: 進行256點的復數FFT變換,僅需3.67 μs。

正交數位上變頻器採用ADI公司的AD9857。AD9857最高工作頻率為200MHz,輸出中頻頻率範圍為0~80MHz;內部集成半帶濾波器、CIC(CascadedIntegrator Comb)濾波器,反SINC濾波器和高速的14位數/模轉換器,其核心是一個相位連續的直接數位頻率合成器DDS (Direct Digital Synthesizer)。在該方案中,AD9857工作在正交調製模式,其32位頻率控製字使輸出頻率的最高精確度為:SYSCLK(系統時鍾)除以232。

正交數位下變頻器採用ADI公司的AD6654。AD6654內部集成了一個14位、92.16Msps的模/數轉換器和4/6通道的數位下變頻器。每個通道可獨立配置。數位下變頻內部集成了頻率變換器、可程式級聯梳狀濾波器(CIC)、2個濾波器組和數位自動增益控製。其中:頻率變換是通過32位數控振蕩器實現的;CIC實現1~32倍的抽取;2個濾波器組包括FIR濾波器和2倍抽取的半帶濾波器。輸入的中頻模擬信號經過ADC和頻率變換後,使用濾波器組進行濾波和抽取,最後並行輸出正交基帶數位信號。輸入中頻信號頻率最高可到200MHz,此時,使用欠採樣技術。

技術優勢

OFDM技術之所以成為新一代無線通信核心技術的趨勢,是因為它具有如下的優點:

頻譜效率高

OFDMOFDM

由于FFT處理使各子載波可以部分重疊,理論上可以接近Nyquist極限。以OFDM為基礎的多址技術OFDMA(正交頻分多址)可以實現小區內各使用者之間的正交性,從而有效地避免了使用者間幹擾。這使OFDM系統可以實現很高的小區容量。 頻寬擴展性強

由于OFDM系統的信號頻寬取決于使用的子載波的數量,因此OFDM系統具有很好的頻寬擴展性。小到幾百kHz,大到幾百MHz,都很容易實現。尤其是隨著移動通信寬頻化(將由£5MHz增加到最大20MHz),OFDM系統對大頻寬的有效支持,成為其相對于單載波技術(如CDMA)的“決定性優勢”。

抗多徑衰落

由于OFDM將寬頻傳輸轉化為很多子載波上的窄帶傳輸,每個子載波上的信道可以看作水準衰落信道,從而大大降低了接收機均衡器的復雜度。相反,單載波信號的多徑均衡的復雜度隨著頻寬的增大而急劇增加,很難支持較大的頻寬(如20MHz)。

頻譜資源靈活分配

OFDM系統可以通過靈活的選擇適合的子載波進行傳輸,來實現動態的頻域資源分配,從而充分利用頻率分集和多使用者分集,以獲得最佳的系統性能。

實現MIMO技術較簡單

由于每個OFDM子載波內的信道可看作水準衰落信道,多天線(MIMO)系統帶來的額外復雜度可以控製在較低的水準(隨天線數量呈線性增加)。相反,單載波MIMO系統的復雜度與天線數量和多徑數量的乘積的冪成正比,很不利于MIMO技術的套用。

存在缺點

(1) OFDM對系統定時和頻率偏移敏感

OFDMOFDM

定時偏差會引起子載波相位的旋轉,如圖8所示,而且相位旋轉角度與子載波的頻率有關,頻率越高,旋轉角度越大,如果定時的偏移量與最大時延擴展的長度之和仍小于迴圈首碼的長度,此時子載波之間的正交性仍然成立,沒有ISI和ICI(信道間幹擾),對解調出來的資料信息符號的影響隻是一個相位的旋轉。如果定時的偏移量與最大時延擴展的長度之和大于迴圈首碼的長度,這時一部分資料信息丟失了,而且最為嚴重的是子載波之間的正交性破壞了,由此帶來了ISI和ICI,這是影響系統性能的關鍵問題之一。 頻率偏差是由收發設備的在地載頻之間的偏差、信道的多普勒頻移等引起的,由子載波間隔的整數倍和子載波間隔的小數倍偏移構成。子載波間隔整數倍不會引起ICI,但是解調出來的信息符號的錯誤率為50%,子載波間隔的小數倍的偏移由于抽樣點不在頂點,如圖9所示,破壞了子載波之間的正交性由此引起了ICI。

(2)存在較高的峰值平均功率比

OFDMOFDM

多載波系統的輸出是多個子信道信號的疊加,因此如果多個信號相位一致時,所得的疊加信號的瞬時功率會遠遠高于信號的平均功率,如圖10所示。因此可能帶來信號畸變,使信號的頻譜發生變化,子信道間正交性遭到破壞,產生幹擾。

實現中的問題

雖然OFDM已成為新一代無線通信最有競爭力的技術,但這種技術也存在一些內在的局限和設計中必須註意的問題:

子載波的排列和分配

OFDM子載波可以按兩種方式排列:集中式(Locolized)和分散式(Distributed)。

集中式即將若幹連續子載波分配給一個使用者,這種方式下系統可以通過頻域調度(scheduling)選擇較優的子載波組(使用者)進行傳輸,從而獲得多使用者分集增益。

另外,集中方式也可以降低信道估計的難度。但這種方式獲得的頻率分集增益較小,使用者平均性能略差。

分散式系統將分配給一個使用者的子載波分散到整個頻寬,從而獲得頻率分集增益。但這種方式下信道估計較為復雜,也無法採用頻域調度。設計中應根據實際情況在上述兩種方式中靈活進行選擇。

PAPR問題

OFDM系統由于傳送頻域信號,峰平比(PAPR)較高,從而會增加了發射機功放的成本和耗電量,不利于在上行鏈路實現(終端成本和耗電量受到限製)。在未來的上行移動通信系統中,很可能將採用改進型的OFDM技術,如DFT-S(離散傅麗葉變換擴展)-OFDM或帶有降PAPR技術(子載波保留、削波)的OFDM。

頻偏問題和相位噪聲

OFDM系統由于子載波寬度較窄,對頻偏和相位噪聲敏感(導致子載波間正交性惡化)。因此OFDM子載波寬度必須仔細選定,既不能太大(頻譜效率較低),也不能太小(難以支持高速移動)。

OFDMOFDM

信道估計和導頻設計 OFDM系統的信道估計,從某種意義上講,比單載波復雜。需要考慮在獲得較高性能的同時盡可能減小開銷。因此導頻插入的方式(時分復用還是頻分復用)及導頻的密度都需要認真考慮。

多小區多址和幹擾抑製

OFDM系統雖然保證了小區內使用者間的正交性,但無法實現自然的小區間多址(CDMA則很容易實現)。

如果不採取任何額外設計,系統將面臨嚴重的小區間幹擾(WiMAX系統就因缺乏這方面的考慮而可能為多小區組網帶來困難)。可能的解決方案包括:跳頻OFDMA、小區間頻域協調、幹擾消除等。

OFDMA

隨著OFDM技術的發展,也出現了一系列改進的OFDM技術,以解決OFDM本身的一些問題。下面對最主要的幾個技術進行介紹。首先,OFDM本身不具有多址能力,需要和其他的多址技術,如TDMA、CDMA、FDMA等結合實現多址,包括OFDMA(正交頻分復用)、MC(多載波)-CDMA、MC-DS(直接序列擴頻)-CDMA、VSF-OFCDM(可變擴頻因子正交頻碼分復用)等技術。DFT-S-OFDM(離散傅麗葉變換擴展OFDM)是一種為降低PAPR設計的OFDM改進技術。

子信道OFDMA

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將OFDM和FDMA技術結合形成的OFDMA技術是最常見的OFDM多址技術,又分為子信道(Subchannel)OFDMA和跳頻OFDMA。子信道OFDMA即將整個OFDM系統的頻寬分成若幹子信道,每個子信道包括若幹子載波,分配給一個使用者(也可以一個使用者佔用多個子信道)。 OFDM子載波可以按兩種方式組合成子信道:集中式(Locolized)和分散式(Distributed),如圖所示。集中式即將若幹連續子載波分配給一個子信道(使用者),這種方式下系統可以通過頻域調度(scheduling)選擇較優的子信道(使用者)進行傳輸,從而獲得多使用者分集增益(圖(a))。另外,集中方式也可以降低信道估計的難度。但這種方式獲得的頻率分集增益較小,使用者平均性能略差。分散式系統將分配給一個子信道的子載波分散到整個頻寬,各子載波的子載波交替排列,從而獲得頻率分集增益(圖(b))。但這種方式下信道估計較為復雜,也無法採用頻域調度,抗頻偏能力也較差。設計中應根據實際情況在上述兩種方式中靈活進行選擇。

跳頻OFDMA

OFDMOFDM

子信道OFDMA對子信道(使用者)的子載波分配相對固定,即某個使用者在相當長的時長內使用指定的子載波組(這個時長由頻域調度的周期而定)。這種OFDMA系統足以實現小區內的多址,但實現小區間多址卻有一定的問題。因為如果各小區根據本小區的信道變化情況進行調度,各小區使用的子載波資源難免沖突,隨之導致小區間幹擾。如果要避免這樣的幹擾,則需要在相鄰小區間進行協調(聯合調度),但這種協調可能需要網路層的信令交換的支持,對網路結構的影響較大。 另一種選擇就是採用跳頻OFDMA。在這種系統中,分配給一個使用者的子載波資源快速變化,每個時隙,此使用者在所有子載波中抽取若幹子載波使用,同一時隙中,各使用者選用不同的子載波組(如圖所示)。與基于頻域調度的子信道化不同,這種子載波的選擇通常不依賴信道條件而定,而是隨機抽取。在下一個時隙,無論信道是否發生變化,各使用者都跳到另一組子載波傳送,但使用者使用的子載波仍不沖突。跳頻的周期可能比子信道OFDMA的調度周期短的多,最短可為OFDM符號長度。這樣,在小區內部,各使用者仍然正交,並可利用頻域分集增益。在小區之間不需進行協調,使用的子載波可能沖突,但快速跳頻機製可以將這些幹擾在時域和頻域分散開來,即可將幹擾白化為噪聲,大大降低幹擾的危害。隨著各小區的負載的加重,沖突的子載波越來越多,這種“幹擾噪聲”也會積累,使信噪比降低,但在負載不是很重的系統中,跳頻OFDMA可以簡單而有效地抑製小區間幹擾。

DFT-S-OFDM

OFDMOFDM

DFT-S-OFDM是基于OFDM的一種改進技術。由于傳統OFDM技術的PAPR較高,在上行鏈路使用者便攜或手持終端有一定困難。OFDM本身也可以採用一系列降低PAPR的附加技術,如子載波預留和削波等。另一種方法是在發射機的IFFT處理前對系統進行預擴展處理,其中最典型的就是用離散傅麗葉變換進行擴展,這就是DFT-S-OFDM技術。 如圖所示,將每個使用者所使用的子載波進行DFT處理,由時域轉換到頻域,然後將各使用者的頻域信號輸入到IFFT模組,這樣各使用者的信號又一起被轉換到時域並傳送。經過這樣的改進,我們發現每個使用者的傳送信號由頻域信號(傳統OFDM)又回到了時域信號(和單載波系統相同),這樣PAPR就被大大降低了。由于在這個系統中,每個使用者的傳送信號波形類似于單載波,也有人將其看作一種單載波技術,雖然它是從OFDM技術演變而來的。

在接收機端,系統先通過IFFT將信號轉換到頻域,然後用頻域均衡器對每個使用者的信號進行均衡(在發射機端須插入CP以實現頻域均衡),最後通過DFT解擴展恢復使用者資料

比較

CDMA和OFDMD的比較

頻譜利用率、支持高速率多媒體服務、系統容量、抗多徑信道幹擾等因素是目前大多數固定寬頻無線接入設備商在選擇CDMA(碼分多址)或OFDM(正交頻分復用)作為點到多點(PMP)的關鍵技術時的主要出發點。而這兩種技術在這些方面都各有所長,因此設備商需要根據實際情況權衡利弊,進行綜合分析,從而做出最佳選擇。

CDMA技術是基于擴頻通信理論的調製和多址連線技術。OFDM技術屬于多載波調製技術,它的基本思想是將信道分成許多正交子信道,在每個子信道上使用一個子載波進行調製,並且各個子載波並行傳輸。OFDM和CDMA技術各有利弊。CDMA具有眾所周知的優點,而採用多種新技術的OFDM也表現出了良好的網路結構可擴展性、更高的頻譜利用率、更靈活的調製方式和抗多徑幹擾能力。下面主要從調製技術、峰均功率比、抗窄帶幹擾能力等角度分析這兩種技術在性能上的具體差異。

1. 調製技術

一般來說,無線系統中頻譜效率可以通過採用16QAM(正交幅度調製)、64QAM乃至更高階的調製方式得到提高,而且一個好的通信系統應該在頻譜效率和誤碼率之間獲得最佳平衡。

在CDMA系統中,下行鏈路可支持多種調製,但每條鏈路的符號調製方式必須相同,而上行鏈路卻不支持多種調製,這就使得CDMA系統喪失了一定的彈性。並且,在這種非正交的鏈路中,採用高階調製方式的使用者必將會對採用低階調製的使用者產生很大的噪聲幹擾。

在OFDM系統中,每條鏈路都可以獨立調製,因而該系統不論在上行還是在下行鏈路上都可以容易地同時容納多種混合調製方式。這就可以引入“自適應調製”的概念。它增加了系統的彈性,例如,在信道好的條件下終端可以採用較高階的如64QAM調製以獲得最大頻譜效率,而在信道條件變差時可以選擇QPSK(四相移相鍵控)調製等低階調製來確保信噪比。這樣,系統就可以在頻譜利用率和誤碼率之間取得最佳平衡。此外,雖然信道間幹擾限製了某條特定鏈路的調製方式,但這一點可以通過網路頻率規劃和無線資源管理等手段來解決。

2. 峰均功率比(PAPR)

這也是設備商們應該考慮的一個重要因素。因為PAPR過高會使得傳送端對功率放大器的線性要求很高,這就意味著要提供額外功率、電池備份和擴大設備的尺寸,進而增加基站和使用者設備的成本。

CDMA系統的PAPR一般在5~11dB,並會隨著資料速率和使用碼數的增加而增加。目前已有很多技術可以降低CDMA的PAPR。

在OFDM系統中,由于信號包絡的不恆定性,使得該系統對非線性很敏感。如果沒有改善非線性敏感性的措施,OFDM技術將不能用于使用電池的傳輸系統和手機等。目前有很多技術可以降低OFDM的PAPR。

3. 抗窄帶幹擾能力

CDMA的最大優勢就表現在其抗窄帶幹擾能力方面。因為幹擾隻影響整個擴頻信號的一小部分;而OFDM中窄帶幹擾也隻影響其頻段的一小部分,而且系統可以不使用受到幹擾的部分頻段,或者採用前向糾錯和使用較低階調製等手段來解決。

4. 抗多徑幹擾能力

OFDMOFDM

在無線信道中,多徑傳播效應造成接收信號相互重疊,產生信號波形間的相互幹擾,使接收端判斷錯誤。這會嚴重地影響信號傳輸的質量。 為了抵消這種信號自幹擾,CDMA接收機採用了RAKE分集接收技術來區分和綁定多路信號能量。為了減少幹擾源,RAKE接收機提供一些分集增益。然而由于多路信號能量不相等,試驗證明,如果路徑數超過7或8條,這種信號能量的分散將使得信道估計精確度降低,RAKE的接收性能下降就會很快。

OFDM技術與RAKE接收的思路不同,它是將待傳送的信息碼元通過串並變換,降低速率,從而增大碼元周期,以削弱多徑幹擾的影響。同時它使用迴圈首碼(CP)作為保護間隔,大大減少甚至消除了碼間幹擾,並且保證了各信道間的正交性,從而大大減少了信道間幹擾。當然,這樣做也付出了頻寬的代價,並帶來了能量損失:CP越長,能量損失就越大。

5. 功率控製技術

在CDMA系統中,功率控製技術是解決遠近效應的重要方法,而且功率控製的有效性決定了網路的容量。相對來說功率控製不是OFDM系統的基本需求。OFDM系統引入功率控製的目的是最小化信道間幹擾。

6. 網路規劃

由于CDMA本身的技術特徵,CDMA系統的頻率規劃問題不很突出,但卻面臨著碼的設計規劃問題。OFDM系統網路規劃的最基本目的是減少信道間的幹擾。由于這種規劃是基于頻率分配的,設計者隻要預留些頻段就可以解決小區分裂的問題。

7. 均衡技術

均衡技術可以補償時分信道中由于多徑效應而產生的ISI。在CDMA系統中,信道頻寬遠遠大于信道的平坦衰落頻寬。由于擴頻碼自身良好的自相關性,使得在無線信道傳輸中的時延擴展可以被看作隻是被傳信號的再次傳送。如果這些多徑信號相互間的延時超過一個碼片的長度,就可被RAKE接收端視為非相關的噪聲,而不再需要均衡。

其他方式比較

不同的無線載波調製方式有不同的特徵。這些特徵決定了在不同距離上載輸不同資料量的能力。以下提及的載波調製方式已被運用到各種無線技術中, 正交頻分復用與他們相比的區別分別為:

OFDM與其他載波比較OFDM與其他載波比較

(一)固定頻率

在一個特定的頻段範圍(通常非常窄)內傳播信號的方式。通過此方式傳輸的信號通常要求高功率的信號發射器並且獲得使用許可。如果遇到較強的幹擾,信道內或者附近的固定頻率發射器將受到影響。對于許可證的要求就是為了減少相鄰的系統在使用相同的信道時產生的幹擾。

(二)跳頻擴頻

使用被發射器和接收器都知曉的偽隨機序列,在很多頻率信道內快速跳變以發射無線電信號。FHSS有較強的抗幹擾能力,一旦信號在某信道中受阻,它將迅速再下一跳中重新傳送信號。

(三)直接序列擴頻

在設備的特定的發射頻率內以廣播形式發射信號。使用者資料在空間傳送之前,先附加“擴頻碼”,實現擴頻傳輸。接收器在解調製的過程中將幹擾剔除。在去除擴頻碼、提取有效信號時,噪聲信號同時剔除。

(四)正交頻分復用

同時在多個子載波頻率上以廣播形式發射信號。每個子載波的頻寬都很窄,可以承載高速資料信號。OFDM適用于嚴酷的信道條件。由于OFDM具有較高的復雜度,有很多方式來抗幹擾。對窄帶幹擾的抗幹擾能力也不錯,因為大量的正交的子載波和與DSSS相似的信道編碼機製。

MIMO技術

MIMO系統在一定程度上可以利用傳播中多徑分量,也就是說MIMO可以抗多徑衰落,但是對于頻率選擇性深衰落,MIMO系統依然是無能為力。目前解決MIMO系統中的頻率選擇性衰落的方案一般是利用均衡技術,還有一種是利用OFDM。大多數研究人員認為OFDM技術是4G的核心技術,4G需要極高頻譜利用率的技術,而OFDM提高頻譜利用率的作用畢竟是有限的,在OFDM的基礎上合理開發空間資源,也就是MIMO-OFDM,可以提供更高的資料傳輸速率。另外ODFM由于碼率低和加入了時間保護間隔而具有極強的抗多徑幹擾能力。由于多徑時延小于保護間隔,所以系統不受碼間幹擾的困擾,這就允許單頻網路(SFN)可以用于寬頻OFDM系統,依靠多天線來實現,即採用由大量低功率發射機組成的發射機陣列消除陰影效應,來實現完全覆蓋。下面給出MIMO-OFDM的結合方案。

OFDMOFDM

在本方案中的資料進行兩次串並轉換,首先將資料分成N個並行資料流,將這N個資料流中的第n(n∈[1,N])個資料流進行第二次串並轉換成L個並行資料流,分別對應L個子載波,將這L個並行資料流進行IFFT變換,將信號從頻域轉換到時域,然後從第n(n∈[1,N])個天線上傳送出去。這樣共有NL個M-QAM符號被傳送。整個MIMO系統假定具有N個傳送天線,M個接收天線。在接收端第m(m∈[1,M])個天線接收到的第l個子載波的接收信號為:

OFDMOFDM

其中Hm,n,l是第l個子載波頻率上的從第n個傳送天線到第m個接收天線之間的信道矩陣,並且假定該信道矩陣在接收端是已知的,Cn,l是第個子載波頻率上的從第n個傳送天線傳送的符號,ηm,l是第l個子載波頻率上的從第m個接收天線接收到的高斯白噪聲。這樣在接收端接收到的第l個子載波頻率上的N個符號可以通過V-BLAST演算法進行解解碼,重復進行L次以後,NL個M-QAM符號可以被恢復。

MIMO-OFDM的信道估計

在一個傳輸分集的OFDM系統中,隻有在收端有很好的信道信息時,空時碼才能進行有效的解碼。估計信道參數的難度在于,對于每一個天線每一個子載波都對應多個信道參數。但好在對于不同的子載波,同一空分信道的參數是相關的。根據這一相關性,可以得到參數的估計方法。MIMO-OFDM系統信道估計方法一般有三種:非盲信道估計、盲信道估計和半盲信道估計。下面分別對這三種信道估計方法進行簡單介紹。

1. 非盲信道估計

非盲信道估計是通過在傳送端傳送導頻信號或訓練序列,接收端根據所接收的信號估計出導頻處或訓練序列處的信道參數,然後根據導頻或訓練序列處的信道參數得到資料信號處的信道參數。當信道為時變信道時,即使是慢時變信道,也必須周期性的發射訓練序列,以便及時更新信道估計。這類方法的好處是估計誤差小,收斂速度快,不足是由于傳送導頻或訓練序列而浪費了一定的系統資源。

2. 盲信道估計

盲信道估計是利用信道的輸出以及與輸入有關的統計信息,在無需知道導頻或訓練序列的情況下估計信道參數。其好處是傳輸效率高,

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